01 · RRU 发射链路总览

本文适用于 Sub-6 GHz RRU/AAU 单发射支路的方案评审、原理图设计和板级联调。讨论边界从 RFIC 射频输出参考面到天线接口，不包含天线增益形成的 EIRP。采用 Pre-driver、Driver、Final PA 三级级联作为设计模型；实际产品可以减少级数，也可以将多个增益级集成到一个模块中。本文中的计算值均为说明预算方法而构造的假设，不对应具体器件或产品指标。

1. 模块作用

发射链路把 RFIC 输出的调制射频信号放大到规定的天线口平均功率，同时满足带内调制误差、邻道泄漏、杂散、效率和可靠性约束。评审不能只给出一个总增益数值，至少要交付以下四类结果：

• 电平计划：各级输入、输出的平均功率和峰值包络功率，包含级间插损、调节范围、增益随温度和频率的变化。
• 线性与频谱预算：EVM、ACLR、发射杂散以及 DPD 开启/关闭条件；规定测量参考面、波形和仪表配置。
• 供电与热预算：各级平均直流功率、发射瞬态、热路径和降额边界，区分发射时段与整帧平均值。
• 控制与保护定义：RF 静默、偏置、漏极使能、温度/电流采样、失配告警和故障锁存。

不同级承担的任务不同：预驱动建立前端增益和线性裕量；驱动级向末级提供足够的激励功率；末级将直流能量转换为高功率射频输出。前级提前限幅，会使末级获得一个已受损的输入波形，不能仅靠提高末级功率或重新训练 DPD 修复。

2. 在RRU中的位置

典型路径为：数字基带/DFE → RFIC → Pre-driver → Driver PA → Final PA → Filter → Antenna。CFR、DPD 可以位于 FPGA/ASIC 或集成在 RFIC 中；图中的数字处理框表示逻辑功能，不表示固定的芯片划分。RFIC 输出若为差分结构，还需要按其参考电路配置巴伦、差分匹配或差分输入预驱动。

将 RFIC 输出、预驱动输出、驱动输出、末级输出和天线口分别定义为 RP0～RP4。后级输入参考面需扣除相邻级间的匹配、走线、衰减或开关损耗。功率预算中的“输出”必须指明是芯片引脚、评估板连接器、耦合口还是天线口，不能混用。

多通道 RRU/AAU 还应记录每个支路的增益、相位、时延、温度和电流。通道数是支路复制数量；“三级”是一个支路的级联深度，两者互不替代。

3. 典型电路结构

除图中的主链路，原理图应包含以下接口：

图 1 将 ORX 耦合点放在末级之后、滤波器之前，用于说明末级输出观测。实际耦合点可能位于滤波器之后，DPD 所见链路边界随之改变；设计文档必须明确。耦合口方向性不足时，负载反射可能污染反馈。ORX 遥测功率与天线口绝对功率也需要分别校准。

4. 工作原理

4.1 从天线口向RFIC反推平均功率

在线性预算近似下，所有功率用 dBm、增益和插损用 dB：

$$P_{\mathrm{ant,avg}}=P_{\mathrm{RFIC,avg}}+G_1+G_2+G_3-L_{12}-L_{23}-L_{\mathrm{post}}$$

其中 $G_i$ 是规定频率、温度、偏置和输出电平下的级增益。这里 $G_1$ 定义为RP0到Pre-driver输出的净增益，已经包含RFIC到预驱动之间的巴伦、走线和输入网络损耗；若使用器件本体增益，必须另外减去该段 $L_{01}$。其余级增益也应使用约定参考面。若末级进入压缩，应使用实测调制信号增益或 AM-AM 特性，不能继续套用小信号 $S_{21}$。

假设目标天线口平均功率为 39 dBm（约 7.94 W），后级损耗为 1 dB，三个增益级分别为 16、15、12 dB，级间各损失 0.5 dB，则：

该表只闭合平均功率预算，并未完成器件选型。需要追加最小/最大增益角点、RFIC可调范围、频带边缘损耗和生产校准余量。增益最高角点同样重要：它可能导致前级或 ORX 过驱。

4.2 峰值预算决定驱动能力

若上述波形在指定 CCDF 概率下的 PAPR 为 8 dB，且暂按无压缩近似，则末级所需峰值包络功率约为 48 dBm（63.1 W），Driver 输出的相应峰值约为 36.5 dBm（4.47 W）。这里的峰值是包络功率，不是射频载波单周期的瞬时电压平方峰值。

因此，用“Driver平均输出不足1 W”去选择一颗1 W压缩功率器件可能失效。前级必须在真实波形、温度角点和规定失真条件下具备峰值能力。DPD 可能增加前级激励峰值；CFR 后的 PAPR 也不能直接代替 DPD 输出端实测的 PAPR。每一级应保存自身参考面的 CCDF 和压缩数据。

4.3 线性化与反馈边界

CFR 控制峰均比，DPD 依据 ORX 反馈补偿链路在工作点附近的可建模非线性。两者作用不同。ORX 削顶、反馈频响不平、通道选择错误或时间对齐误差，会导致模型识别失真。硬件强限幅、振荡和不受控时变偏置也不能当作正常 DPD 工作条件。ADI 的发射链路设计文档可用于核对 CFR、DPD 与观测链路的功能边界。

4.4 电源、偏置与热耦合

漏极电压随包络跌落、栅压纹波及热漂移会改变增益和相位，进而影响线性化结果。供电带宽和去耦网络须与调制包络及 TDD 脉冲联合评估。Idq 是 RF 关闭时规定条件下的静态漏极电流；RF 开启后的平均电流包含输出功率相关分量，不能直接作为 Idq 偏差回调栅压。

5. 关键参数

效率定义必须固定。例如末级漏极效率为 $\eta_D=P_{\mathrm{RF,out}}/P_{\mathrm{DC,drain}}$；PAE 为 $(P_{\mathrm{RF,out}}-P_{\mathrm{RF,in}})/P_{\mathrm{DC}}$。系统效率则应在天线口计输出，并在供电入口计入所有级与辅助电路功耗。

6. 工程设计关注点

6.1 参考面与一致性

在原理图、预算表、测试报告中使用一致的 RP 定义。预留可校准的测量结构；通过耦合口采样时记录耦合度、频率修正和外部线缆损耗。临时探测焊盘会改变阻抗，不能未经验证就视为透明的测量点。

6.2 偏置保护与异常状态

对于采用负栅压关断的耗尽型 GaN RF 器件，建立并确认安全栅压后才允许漏极上电；关机先静默 RF、进入关断偏置，再撤销漏极，并在漏极储能放完后释放栅压。安全值和顺序须按指定器件执行，不能移植为全部 GaN 或 LDMOS 的通用电压表。该关系可对照 Qorvo 的 GaN 偏置说明。

还需验证 MCU 复位、DAC默认码、负压失效、棕断和通信超时。快速保护应走经过时序验证的硬件路径，ADC遥测与软件告警承担记录和恢复管理。动作时间从故障发生量到器件引脚达到安全状态测量，而不是只测软件置位。

6.3 热、稳定性与失配

在近似匹配、插损主要来自耗散的假设下，末级后1 dB插损意味着10 W平均输出只有约7.94 W到达天线口，约2.06 W消耗在后级网络中；滤波器、连接器与传输线也需要热预算。若损失包含显著失配/反射，不能把功率差额全部计为网络发热。开路/失配工况不能只凭正常50 Ω负载下的指标推断。按器件耐受条件验证反射、保护策略和恢复行为。

带外稳定性需覆盖偏置网络、低频包络频段和高频潜在振荡。S参数稳定性分析是小信号筛查，仍要在大信号、TDD切换、温度和负载条件下验证。共用电源引入的支路耦合也应进入多通道测试。

7. 调试方法

7.1 调试前固定测试条件

采用足额平均/峰值功率能力的50 Ω负载、已校准耦合器和衰减链。确认功率计、频谱仪及 ORX 的输入电平；以衰减链的频率校准结果还原参考面功率。记录固件、器件批次、板卡版本、供电、温度、波形、带宽、PAPR定义和DPD/CFR状态。

7.2 分阶段联调

1. RF静默：按器件时序上电，核对各级电压、Idq、栅压和温度；捕获栅压/漏极在冷启动、复位和关机时的波形。出现异常电流先定位偏置和振荡。
2. 小信号CW：低功率逐级测增益、频响和谐波，确认链路方向、焊接与级间插损。各级隔离和终端条件保持与测量模型一致。
3. 功率扫描：从低功率逐步增加，按同一参考面记录 AM-AM、AM-PM、直流电流、温升和频谱；在器件许可边界前停止。
4. 调制信号、DPD关闭：测额定波形的各级CCDF、EVM、ACLR、输出功率与电流，建立硬件基线，查找哪个级首先出现压缩。
5. ORX与DPD：验证反馈不削顶、时延对齐和通道映射，再训练DPD；保留开/关对比并同时检查驱动级电平变化。
6. 角点与异常：验证温度、频带边缘、供电、TDD占空比、多通道同时发射以及规定失配工况，检查保护后是否可控地恢复。

7.3 按症状定位

交付记录应能由另一个工程师复现工作点和异常。只有功率曲线而没有参考面、波形和偏置条件的报告，无法用于后续器件替换或量产问题追溯。

相关结构设计见02_三级功放架构。专题后续章节见PA功放专题目录。